自動(dòng)頻率跟蹤超聲波電源的原理和設(shè)計(jì)

1 引言

    隨著科學(xué)的發(fā)展和技術(shù)的進(jìn)步．超聲波在塑料焊接、超聲清洗、干燥、霧化、導(dǎo)航、測(cè)距、育種等領(lǐng)域的應(yīng)用日趨廣泛?，F(xiàn)在的大功率超聲波電源大都采用頻率跟蹤控制或功率控制。這種單一控制方法不僅會(huì)降低超聲波電源效率,而且會(huì)影響輸出精度和強(qiáng)度。如何使超聲波電源根據(jù)實(shí)際負(fù)載實(shí)時(shí),動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)輸出諧振頻率和功率,從而保證超聲波加工等操作的要求具有重要的理論研究和實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

    2   超聲波電源系統(tǒng)的組成

    超聲波電源系統(tǒng)主要由220V電源、整流濾波、高頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡(luò)、檢測(cè)電路、PWM產(chǎn)生電路和驅(qū)動(dòng)電路組成,如圖1所示。

    220V單相交流電經(jīng)過(guò)二極管不可控整流電路得到直流電壓,然后經(jīng)過(guò)由MOSFET組成的高頻逆變電路得到滿足換能器要求的高頻電壓。為減少高頻工作條件下MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗,高頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋結(jié)構(gòu),如圖2所示。此電路結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)PWM電路變壓器漏感小且滯后橋臂難于實(shí)現(xiàn)ZVS的問(wèn)題。同時(shí),根據(jù)電流增強(qiáng)原理,此電路結(jié)構(gòu)可在任意負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān),大大減少了占空比丟失。超聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個(gè)電路的控制效果。因此,應(yīng)該對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)每個(gè)參量(高頻變壓器匝比K,輸出匹配電感Lf)進(jìn)行嚴(yán)格的計(jì)算。匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率,進(jìn)行阻抗變換匹配。以及為使發(fā)生器輸出最高效率進(jìn)行調(diào)諧匹配。

    采用56F803型DSP作為控制電路的核心處理器．它內(nèi)置2 KB SRAM,31．5 KB FLASH,同時(shí),其40 MHz的CPU時(shí)鐘頻率比其他單片機(jī)具有更強(qiáng)的處理能力。6路PWM信號(hào)可以實(shí)現(xiàn)高頻逆變電路開(kāi)關(guān)管MOSFET的移相控制。12位A／D轉(zhuǎn)換器采集可以實(shí)現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)精度的要求。利用56F803型DSP中定時(shí)器的捕獲功能可以精確計(jì)算相位差大小,實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的頻率跟蹤控制。串行外設(shè)接口SPI與MCl4489配合使用可以實(shí)現(xiàn)對(duì)5位半數(shù)碼管的控制．從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外,56F803還支持C語(yǔ)言與匯編語(yǔ)言混合編程的SDK軟件開(kāi)發(fā)包．可以實(shí)現(xiàn)在線調(diào)試。

    驅(qū)動(dòng)電路采用IR21lO型驅(qū)動(dòng)模塊．它具有集成度高,響應(yīng)速度快(tar/taff=120 ns／94 ns）,偏值電壓高(<600 V),驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng),成本低和易于調(diào)試等優(yōu)點(diǎn)。IR2110是基于自舉驅(qū)動(dòng)原理的功率MOSFET驅(qū)動(dòng)電路．驅(qū)動(dòng)信號(hào)延時(shí)為納秒級(jí),開(kāi)關(guān)頻率可以從數(shù)十赫茲到數(shù)百千赫茲。同時(shí),IR2110還具有比較完善的保護(hù)功能(如欠壓檢測(cè)、抗干擾、外部保護(hù)閉鎖等)。一個(gè)IR2110可以同時(shí)驅(qū)動(dòng)單橋臂的上下二個(gè)MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)橋臂MOSFET 的驅(qū)動(dòng)控制,這樣大大減小了驅(qū)動(dòng)電路的體積和成本。

    3   系統(tǒng)的控制策略

    超聲波電源系統(tǒng)采用頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略,從而使發(fā)生器在輸出最大功率時(shí)可達(dá)到最高效率。此種控制策略主要通過(guò)控制PWM的周期(也就是控制開(kāi)關(guān)頻率)和PWM控制波形的移相角來(lái)實(shí)現(xiàn)。

    3．1   頻率跟蹤控制的實(shí)現(xiàn)

    采用鎖相法實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤控制。使用KT20A/P型電流傳感器和KV20A／P型電壓傳感器分別檢測(cè)換能器二端的電壓和電流,經(jīng)過(guò)滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號(hào),如圖3所示。該滯環(huán)的回差為lV。然后,對(duì)二路方波信號(hào)經(jīng)過(guò)異或門(mén)和D觸發(fā)器得到相位差波形和相位差符號(hào)。相位差波形送入DSP的捕獲口,計(jì)算出相位差大小T,相位差符號(hào)送入GPIOA7口．獲得符號(hào)標(biāo)志量flag。當(dāng)T≠O,flag=o時(shí),表示電壓超前電流。此時(shí),應(yīng)該減小開(kāi)關(guān)管的頻率f;當(dāng)T≠O,flag=l時(shí),表示電壓滯后電流,此時(shí),應(yīng)該增加開(kāi)關(guān)管的頻率f,然后把頻率量轉(zhuǎn)化成時(shí)間量附給DSP模值寄存器,從而改變輸出PWM信號(hào)的周期。

    3．2   功率控制的實(shí)現(xiàn)

    為了使高頻逆變電路的輸出功率滿足換能器所需要的額定功率,要采用功率控制電路,即采集直流側(cè)的電流信號(hào)與給定的電流值進(jìn)行比較,并對(duì)偏差進(jìn)行數(shù)字PI調(diào)節(jié),從而改變移相控制波形的移相角．進(jìn)而改變高頻逆變電路的輸出電壓。

    采集直流側(cè)的電流來(lái)實(shí)現(xiàn)功率控制的主要原因是通過(guò)換能器的電壓和電流是交流,需要檢波、濾波等處理過(guò)程才能檢測(cè)到,這樣比較困難。而直流側(cè)電壓是直流量,基于這種考慮,采用了檢測(cè)直流側(cè)電流的方法。采用增量式數(shù)字PI運(yùn)算減小偏移量,從而達(dá)到無(wú)靜差控制。直流側(cè)電流實(shí)時(shí)跟蹤給定電流,改變軟開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的移相角,從而改變高頻逆變電路的輸出電壓,當(dāng)移相角增大時(shí)輸出電壓也增大,所以高頻逆變電路最終會(huì)輸出換能器所要求的功率。

    3．3   周期分段實(shí)現(xiàn)移相控制

    本系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)采用占空比為50％的PWM信號(hào)移相控制。傳統(tǒng)移相控制方法有二種：一種是采用UC3875產(chǎn)生移相控制波形．但電路復(fù)雜,不便于調(diào)試。精度低：另一種是采用單片機(jī),這種方法大部分采用正弦表產(chǎn)生移相波形,程序冗長(zhǎng)、復(fù)雜、可讀性差。本系統(tǒng)采用周期分段控制方法實(shí)現(xiàn)移相控制波形。在每個(gè)PWM周期中把開(kāi)關(guān)管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計(jì)數(shù)器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當(dāng)Count=l或Count=3時(shí)．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當(dāng)Count=l時(shí),PWM模塊的0通道和3通道分別輸出高電平和低電平。當(dāng)Count=3時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平;當(dāng)Count=2或Count=4時(shí)．把波形Ⅱ或IV的模值MODULO2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當(dāng)Count=2時(shí),PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當(dāng)Count=4時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后,按照上述方式循環(huán)輸出波形,如圖4所示程序框圖。

    圖5為主程序框圖。在程序中,頻率跟蹤部分出現(xiàn)相位差時(shí),先給頻率賦一個(gè)較大步長(zhǎng)(m=100)．然后隨著相位差的減?。饾u減小步長(zhǎng)．直到相位差為零。

    4   實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

    上述超聲波電源的主要參數(shù)是直流側(cè)電壓270 V;開(kāi)關(guān)頻率fS=20 kHz;高頻變壓器匝比K=38：15;諧振電感Lf=3 mH;換能器采用工作頻率為20 kHz．內(nèi)阻為10Ω ,電容為12 000pF,最大輸出功率為l 500 W。
   
    圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形。

    圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實(shí)驗(yàn)波形。可見(jiàn),當(dāng)控制信號(hào)使開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)。其漏極和源極之間的電壓已經(jīng)為零,實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管零電壓導(dǎo)通。

    圖6(c)是換能器二端電壓實(shí)驗(yàn)波形。換能器處于固有頻率諧振狀態(tài)時(shí)為純阻性負(fù)載,所以二端電壓為正弦。

    5   結(jié)束語(yǔ)

    采用頻率跟蹤和功率協(xié)調(diào)控制的數(shù)控式新型超聲波電源具有以下特點(diǎn)：

    (1)采用帶輔助電路、電流增強(qiáng)型的ZVS全橋變換器．實(shí)現(xiàn)了所有開(kāi)關(guān)管的ZVS;(2)實(shí)現(xiàn)了頻率跟蹤與功率控制的協(xié)調(diào)控制策略,跟蹤精度可達(dá)4Hz．能夠滿足超聲焊接、超聲清洗等控制的要求;(3)采用周期分段控制策略實(shí)現(xiàn)ZVS的移相控制,使得程序簡(jiǎn)化;(4)采用IR2110型集成驅(qū)動(dòng),驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單．減小了系統(tǒng)的體積,降低了成本。